Синхронный выпрямитель в сварочном инверторе
Обновлено: 16.05.2024
Поэтому очень хорошее правило для синхронников - всегда шунтировать половики подходящими шотками, чтоб ерез их тупой паразитный диодер ничего не бегало. Дорого? да, черт возьми! Но ради себя любимого чего не сделаешь. Также и третий диод/ключ впарить не проблема, главное не забывать его отключать вовремя если по выходу хорошая банка или акк
Если третий диод есть (шоттка или полевик) шунтировать два первых имхо смысла мало. Однако напрашивается совсем иная картина синхронного выпрямителя для работы с малыми D, это два первых диода - просто шоттки, а полевик, как раз в качестве третьего потому что в режиме той же сварки время протекания тока через него от 50% и выше.
значит его придется исправлять городушками на рассыпушках. Косо поглядывая одним глазом в датшиты того что уже имеется
не другой и о 8 копытах корпус. не помню уже, давно синхронами болел, где-то валяется датшит сто пудова, но проще винт форматнуть чем на ем шо-то найтить
это два первых диода - просто шоттки, а полевик, как раз в качестве третьего потому что в режиме той же сварки время протекания тока через него от 50% и выше.
Ваще то синхронник в сварке себя не оправдает, ибо синхронники хороши до выходных чего-то около 24-30 вольт максимум. А у сварки еще и холостой ход имеется, и там жижу нада поболее 30 вольт. Существующие половики, которые в таком синхроннике будут жить имеют сопротивление канала большеватое и чтоб с такого синхронника поиметь хоть какой то выхлоп их придется тулить многа и толсто. Посему эра синхронов в сварке еще не пришла, комплектуха не позволяет
Ну почему же, берем в качестве обратного диода IRFP4568 (если они конечно заработают, а не будут таким же хламом как 2907)
5 миллиом, если по 30А на ключ падение 0.15В. Вполне оправдано. В сварочник на 160А поставить 5-6 таких ключиков, вполне себе реально.
Остается последний вопрос, заработают ли эти ключи в данной схеме, хотя на 35-40 кГц должны вроде бы.
В случае удачи это даст ощутимый выигрышь в режимах КЗ и заметный выигрышь в режиме сварки имхо.
Например в моем сварочнике напаяно 10 штук 30EPH03 (5 в прямом 5 в обратном) поставил их только из за того что печатный монтаж в выходных цепях применил и такие корпуса удобнее монтировать на плоскость. Количество корпусов уже сравнимо, ценник конечно ниже синхрона, но думаю заложить синхронный только в обратном диоде вполне оправдано т.к. у обратного ключа не требуется тройной запас по напруге.
. но думаю заложить синхронный только в обратном диоде вполне оправдано т.к. у обратного ключа не требуется тройной запас по напруге.
про напряжение согласен, а вот ток через него может в разы превышать ток через прямой диод, - напрямую зависит от величины индуктивности выходного дросселя (ИМХО).
Ну почему же, берем в качестве обратного диода IRFP4568 (если они конечно заработают, а не будут таким же хламом как 2907). но думаю заложить синхронный только в обратном диоде вполне оправдано т.к. у обратного ключа не требуется тройной запас по напруге.
Эти ключики отнюдь не хлам, у мну как раз их горсть лежит под мои замутки. Однако только поднять КПД - этого маловато будет, чтоб оправдать затраты на синхронник. А теперь представьте, мы этот обратный диод-синхронник немного усложняем. Прямой диод остается как есть обычный (правильно замечено, что там синхрону маста вааще нет), а вот вместо обратного ставим мост из половиков, дроссель отрываем из привычного места и подтыкаем в плечо этого моста, напругу снимаем с дросселя и другого плеча. Догадались к чему это? Я лично кроме выигрыша по потерям еще и АС на выходе хочу, и мну оно там нужнее. А далее оказывается у схемки нехилый потенциал - если немного извратиться, то можно перенести жескую коммутацию с входного жибитового инвертора на выходной толстый баян половиков, размазав потери равномерно по нескольким кристаллам. Это вкратце моя шизоидея, и то ради чего я готов тратиться на "синхрон" в сварнике. Только ради поднятия кпд - нифига, овчина выделки не стоит
ММм.. Расскажите, зачем в сварке ВЧ АС напряжение и зачем выпрямлять его и потом создавать снова? не проще прямо с обмотки варить без выпрямителя?
Я делал свой самый первый сварочник без выпрямителя, двухтакт, 25 кГц АС шло на держак. Варил он своеобразно, но вот фатальная зависимость максимального вых. тока от площади контура сварочных проводов и от их длинны просто удручала. больше 80А получить не удалось, хотя ХХ был под 70-80 вольт
Сварка от Texas Instruments: все для инверторов сварочного тока
Удобные и компактные инверторные источники тока для сварочных аппаратов с высоким КПД и корректором коэффициента мощности могут быть легко реализованы на базе микросхем Texas Instruments: ККМ-контроллеров с режимом чередования фаз UCC280xx, драйверов затворов силовых транзисторов UCC27xxx и LM51xx, а также – в случае цифровых источников тока – на базе микроконтроллеров из линейки C2000.
Когда речь идет об изготовлении металлоконструкций, одним из экономичных и эффективных способов соединения различных металлов является сварка. На сегодняшний день существует множество технологий, которые используют в своей работе различные источники энергии для создания сварочного шва: электрическую дугу, газовое пламя, лазерное излучение и так далее. Вне зависимости от используемой технологии, для образования и стабильного горения сварочной дуги необходимо обеспечить заданную вольт-амперную характеристику (ВАХ). Именно ВАХ определяет качество шва и скорость сварочного процесса. Для обеспечения требуемой ВАХ используют специальные источники питания. Среди основных типов сварочных источников тока, присутствующих сегодня на рынке, можно выделить трансформаторные, выпрямительные, генераторные и инверторные. Каждый из представленных аппаратов востребован при работе с конкретными типами металла, в определенных областях применения и предназначен для решения конкретных поставленных задач. Например, трансформаторные источники предназначены для сварки переменным током, выпрямительные, генераторные и инверторные – для сварки постоянным током.
Отдельно стоит отметить инверторный источник сварочного тока – ИИСТ. ИИСТ набирает свою популярность и широкое распространение благодаря своей мобильности, экономичности и высокой производительности. В большинстве случаев инверторные источники заметно повышают удобство и производительность сварки. Несмотря на малые габариты, они не уступают классическими источникам (трансформаторным и выпрямительным) по обеспечиваемым параметрам. Уменьшение габаритов ИИСТ, в основном, связано с использованием в схеме инвертора малогабаритного высокочастотного трансформатора вместо мощного сетевого силового трансформатора, используемого в трансформаторных и выпрямительных источниках.
Общие принципы построения инверторного преобразователя
Рис. 1. Общая схема источника питания сварочного аппарата
Электронная система управления в инверторных преобразователях также упрощает реализацию таких дополнительных функций как:
- горячий старт (Hot start), используемый для поджига электрода в начале сварки;
- форсированная дуга (Arc Force), которая с помощью увеличения тока предотвращает «залипание» электродов и обеспечивает стабильность горения дуги;
- антиприлипание (Anti-Stick) – также обеспечивает защиту от прилипания электродов при возникновении короткого замыкания.
Использование ККМ в режиме чередования фазы
Кроме блока управления, в инверторных источниках отдельного внимания заслуживает блок коррекции коэффициента мощности (ККМ). Несмотря на вопросы, связанные с возможным взаимным влиянием ККМ и инвертора, и удорожанием изделия в целом, использование блока активной коррекции коэффициента мощности обеспечивает ряд важных технических параметров. С функциональной точки зрения использование ККМ обеспечивает большую стабильность выходного тока и напряжения инвертора, при этом уменьшает влияние входного напряжения на выходные параметры. С другой стороны, по своей природе инвертор является импульсным устройством и нелинейной нагрузкой для питающей сети, поэтому несинусоидальный ток потребления приводит к искажению формы питающего напряжения. Используя блок ККМ, мы, фактически, поддерживаем величину входного тока, пропорциональную входному напряжению, и тем самым уменьшаем величину гармонических составляющих и повышаем коэффициент использования входной мощности, что позволяет более рационально использовать электроэнергию, снижая ее потребление прибором.
В линейке продукции компании Texas Instruments для управления питанием можно найти широкий спектр микросхем, позволяющих реализовать мощные AC/DC-преобразователи различного назначения, включая промышленные системы. Одним из решений при реализации ККМ в источнике с выходной мощностью 1 кВт и более является использование режима чередования фаз.
Общий принцип построения и работы блока ККМ с чередованием фазы представлен на рисунке 2. Как видно из рисунка, для увеличения выходной мощности два каскада ККМ включены параллельно на одну нагрузку. При таком включении выходной ток распределен между двумя каскадами, и величина используемой индуктивности, как и ее предельные токи, может быть уменьшена. Кроме индуктивности, менее строгие требования предъявляются и к другим силовым компонентам схемы: к ключевому транзистору, силовому диоду, выходному конденсатору. Использование меньших по размеру компонентов и разделение схемы на две составляющие позволяет обеспечить распределенное рассеяние тепла, так как силовые компоненты равномерно распределяются по всей площади печатной платы. Другой отличительной особенностью ККМ с чередованием фазы является сдвиг по фазе на 180° между параллельно работающими узлами. Такое включение дает ряд преимуществ по сравнению с реализацией однокаскадного ККМ на большую мощность или при простом параллельном включении двух каскадов. Так как каскады работают со сдвигом фаз 180°, то токовые пульсации, как по входу, так и по выходу, уменьшаются за счет взаимокомпенсации.
Рис. 2. Схема ККМ с чередованием фаз
Из-за меньшей величины входных пульсаций в такой схеме ослабляются требования к входному фильтру электромагнитных помех. С другой стороны, малые пульсации по выходу дают возможность использовать выходной конденсатор с меньшим номиналом и меньшей величиной пробивного напряжения. Это упрощает создание блока питания с низким профилем, снижает стоимость реализации и обеспечивает более высокую надежность.
Реализация ККМ на UCC28070
UCC28070 – это одна из микросхем в линейке Texas Instruments, позволяющая реализовать коррекцию коэффициента мощности с использованием метода чередования фаз в режиме непрерывного тока. Помимо UCC28070, подобным функционалом также обладают UCC28060, UCC28061 и UCC28063, но они рассчитаны на меньшие мощности и предназначены для реализации ККМ в режиме граничных проводимостей. Для реализации режима ККМ с чередованием фазы в UCC28070 использованы два широтно-импульсных модулятора (ШИМ), работающих со сдвигом фазы, равным 180°. Как уже было отмечено, такой режим способствует снижению входных и выходных пульсаций тока и уменьшает требования к фильтру электромагнитных помех, а также помогает уменьшить себестоимость за счет использования выходного высоковольтного электролитического конденсатора меньшей емкости и c меньшими пробивными напряжениями.
Среди технических особенностей, реализованных в UCC28070, следует отметить размытие спектра, синхронизацию тактового генератора, управление скоростью нарастания выходного напряжения. Все эти и некоторые другие свойства UCC28070, наряду с реализацией топологии с чередованием фазы, позволяют достичь повышенных значений таких параметров как КМ, коэффициент гармоник, скорость реакции на переходные процессы. Применение UCC28070 позволяет получить коэффициент мощности более 0,9, а также обеспечить повышенный КПД во всем диапазоне нагрузок.
На рисунке 3 показана типовая схема применения UCC28070.
Рис. 3. Пример использования UCC28070
Как пример реализации корректора мощности с чередованием фаз на основе UCC28070, можно рассмотреть типовой дизайн PMP4311 (рисунок 4). Реализация предложенной схемотехники позволяет получить КМ более 0,98 при нагрузке до 5 кВт и входном напряжении в диапазоне 180…264 В [1]. При этом КПД решения – не ниже 95%.
Рис. 4. Корректор коэффициента мощности PMP4311
Помимо UCC28070, в предложенном решении применены обратноходовой преобразователь на базе UCC28061 и драйверы силовых транзисторов UCC27322.
Драйверы затвора
UCC27322, используемый в типовом дизайне PMP4311, – один из представителей FET/IGBT-драйверов затвора, выпускаемых Texas Instruments. Основное назначение данного класса приборов – обеспечить необходимый ток заряда и разряда затвора мощных транзисторов. UCC27322 обеспечивает ток порядка 9 А для заряда емкости Миллера при напряжении питания до 15 В, для чего в драйвере используется технология TrueDrive. На рисунке 5 представлена линейка драйверов затвора производства Texas Instruments.
Рис. 5. Серия драйверов затвора производства TI
Широкая линейка драйверов затвора позволяет выбрать подходящую модель для управления различными типами транзисторов (MOSFET, IGBT), выполненных с использованием разных технологий (Si, SiC, GaN). Например, для управления GaN силовыми полевыми транзисторами рекомендуется использование драйверов LM5113 и UCC27611, которые обеспечивают защиту от превышения напряжения на затворе более 5 В.
Ниже, в качестве примера драйвера FET и IGBT, кратко рассмотрим линейку UCC2753x (рисунок 6).
Рис. 6. Функциональная блок-диаграмма UCC2753X
Среди особенностей линейки UCC2753x можно выделить следующее:
- малое время задержки – 17 нс;
- широкий диапазон рабочих напряжений 10…35 В дает возможность использовать драйвер с широким спектром силовых транзисторов как для Si MOSFET, IGBT, так и для SiC FET;
- наличие разделенного выхода (OUTH, OUTL) позволяет осуществлять независимую регулировку скорости изменения тока заряда и разряда затвора;
- блокировка питания при пониженном напряжении питания.
Кратко о цифровом управлении
Такую же функциональность, как и в случае аналоговой схемы реализации ИИСТ, можно получить, используя цифровое управление. В таком источнике тока в качестве контролера инвертора и ККМ используется микроконтроллер. Система строится с использованием цифровых алгоритмов управления, выполняющихся микроконтроллером, и программируемого ШИМ для управления силовым каскадом.
Типовая схема цифрового источника питания включает микроконтроллер (МК), ШИМ, АЦП, силовой каскад (рисунок 7).
Рис. 7. Упрощенная диаграмма цифрового преобразователя
Для реализации цифрового источника питания важны следующие свойства:
- АЦП должен обладать достаточной скоростью для управления петлей обратной связи. Кроме того, необходимо обеспечить его плотное взаимодействие с микроконтроллером и ШИМ для быстрого отклика системы;
- сам МК должен обладать достаточной производительностью для вычисления необходимых функций управления при одновременном считывании данных с АЦП и управлении ШИМ;
- ШИМ должен обладать достаточной гибкостью управления для реализации сложных топологий и обеспечения эффективного управления силовым каскадом;
- необходимо наличие компаратора, встроенного в МК, для прецизионного управления выходами ШИМ и контроля силового каскада.
Все вышеперечисленные требования легко реализуются с помощью микроконтроллеров TI семейства С2000. Интегрированные АЦП данного семейства могут работать на частоте до 4,6 Мвыб/с, при этом обеспечивается плотная связка между АЦП и ШИМ. Сам ШИМ позволяет обеспечить точность порядка 150 пс. В чип интегрирован компаратор, который позволяет реализовать режим управления по пиковому току. Само ядро микроконтроллера содержит ряд аппаратных ускорителей, которые позволяют легко реализовать математические функции, необходимые для реализации цифрового источника питания. Обобщенный пример реализации цифрового преобразователя на базе С2000 приведен на рисунке 8.
Рис. 8. Пример использования C2000 в цифровом преобразователе напряжения AC/DC
Для простоты реализации цифрового преобразователя напряжения компания TI предлагает набор готовых библиотек и средства отладки для проверки их функциональности. Для быстрого старта при разработке цифрового источника питания для сварочных аппаратов на основе контроллера реального времени C2000 следует обратить внимание на демонстрационные наборы TMDSHVBLPFCKIT, TMDSHVPFCKIT, TMDSHVPSFBKIT и TMDSHVRESLLCKIT (рисунок 9) [3, 4].
Рис. 9. Демонстрационный набор
TMDSHVRESLLCKIT
TMDSHVBLPFCKIT и TMDSHVPFCKIT показывают возможности реализации цифрового ККМ с чередованием фазы на базе микроконтроллеров TMS320F28035 и TMS320F28027 при работе от сети переменного тока с входным напряжением в диапазоне 85…265 В и выходным напряжением 390 В. Основное отличие между представленными наборами, кроме различных микроконтроллеров, поставляемых по умолчанию – это реализация в TMDSHVBLPFCKIT ККМ без входного выпрямительного моста. Оба набора могут использоваться совместно с TMDSHVPSFBKIT и TMDSHVRESLLCKIT для реализации полноценного цифрового AC/DC-преобразователя.
TMDSHVPSFBKIT и TMDSHVRESLLCKIT демонстрируют возможности реализации высоковольтного DC/DC-преобразователя с синхронным выпрямителем на базе микроконтроллера TMS320F28027. С помощью TMDSHVRESLLCKIT можно легко проверить возможности реализации резонансного DC/DC-преобразователя и поэкспериментировать с различными методами управления. Имеющаяся в комплекте плата управления (controlCard) с TMS320F28027 в случае необходимости может быть заменена на аналогичную с другим микроконтроллером из семейства С2000. С помощью TMDSHVPSFBKIT также легко проверить возможности реализации цифрового мостового DC/DC-преобразователя.
Для простоты разработки все отладочные средства Texas Instruments поддерживаются обширной документацией, подробными примерами типовых решений и большим набором открытых исходных кодов, которые можно найти в среде controlSUITE, что существенно облегчает обучение разработчика. Для удобства отладки и экспериментирования все наборы имеют USB JTAG-интерфейс. Программирование модулей может быть осуществлено при помощи графических элементов среды разработки.
Заключение
Компания Texas Instruments предлагает современные решения для разработки передовых инверторных источников питания сварочных аппаратов. Инверторные источники питания позволяют создавать промышленные приборы для реализации различных методов сварки при производстве сложных и ответственных металлоконструкций из различных материалов, а демонстрационные наборы TI позволяют быстро начать собственную разработку. Надежные, высокотехнологичные компоненты TI дают возможность создавать передовые источники питания для сварочных аппаратов на базе как аналоговых, так и цифровых решений. Имеющиеся компоненты Texas Insruments позволяют реализовать различные функции AC/DC-преобразователей – от управления затворами силовых транзисторов до реализации отдельных блоков: ККМ, инвертора, системы управления.
Литература
Скоростные драйверы MOSFET
UCC27321/2 – высокоскоростные драйверы, обеспечивающие пиковый ток до 9 А. Данные драйверы предназначены для управления мощными MOSFET, требующими высоких токов для перезаряда емкости Миллера при быстром переключении. Они служат интерфейсом между микроконтроллерами с низким энергопотреблением и мощными MOSFET. При нагрузке CL = 10 нФ драйверы обеспечивают фронты 20 нс, при этом время задержки управляющего сигнала составляет 25 нс для убывающего фронта и 35 нс для нарастающего. Использование драйверов позволяет уменьшить площадь платы управления за счет упрощения дизайна и использования одной микросхемы вместо множества дискретных компонентов. UCC27321/2 реализует два типа логики управления: с инвертированием (UCC27321) и без инвертирования (UCC273212) управляющего сигнала.
Рабочий диапазон напряжений драйверов – 4…15 В. Для обеспечения эффективного управления при низких напряжениях питания в драйвере применен гибридный выходной каскад (TrueDrive), использующий параллельное включение MOSFET и биполярного транзистора. Такая архитектура позволяет использовать драйвер в большинстве стандартных промышленных применений, требующих тока затвора значением в 6, 9 и 12 А. Встроенный паразитный диод интегрированного в драйвер MOSFET обеспечивает малый импеданс всплесков напряжения и позволяет во многих случаях отказаться от внешнего ограничивающего диода Шотки.
Для гибкости управления драйвером в микросхеме предусмотрен дополнительный вывод разрешения (ENBL). По умолчанию он подтянут к напряжению питания и может быть оставлен неподключенным при стандартном применении.
Драйверы доступны в нескольких корпусах – SOIC-8, PDIP-8, MSOP-8 PowerPAD. Корпус PowerPad обладает существенно меньшим температурным сопротивлением, что позволяет использовать драйвер при больших температурах и улучшить долговременную надежность.
Как выбрать оптимальные полевые транзисторы для синхронных выпрямителей
Применение синхронных выпрямителей – лучший способ снижения потерь во вторичных цепях преобразователей энергии. А полевые транзисторы из линейки OptiMOS™ производства Infineon с напряжением 30…150 В отлично подходят для этой цели.
Постоянное ужесточение требований к удельной мощности и энергосбережению преобразователей электрической энергии требует увеличения эффективности всех ступеней преобразования. Основным видом потерь во вторичных цепях преобразователей с гальванической развязкой являются потери проводимости выпрямительных диодов, которые можно уменьшить, используя синхронное выпрямление (рисунок 1). Замена диодов полевыми транзисторами (MOSFET) приводит к появлению новых задач – оптимизации эффективности системы и предотвращению выбросов перенапряжения.
Принципы синхронного выпрямления
Для правильного выбора транзисторов синхронного выпрямителя необходимо четкое понимание механизма возникновения потерь. В первую очередь необходимо различать потери проводимости (статические потери), зависящие от тока нагрузки, и потери переключения (динамические потери). Потери проводимости напрямую зависят от сопротивления транзисторов в открытом состоянии RDS(on) и падения напряжения на внутренних диодах VSD. Причем увеличение тока нагрузки приводит к увеличению потерь проводимости. Для предотвращения одновременного включения транзисторов синхронного выпрямителя, приводящего к токовым перегрузкам транзисторов, необходимо наличие некоторого времени задержки, при котором один транзистор должен быть гарантированно закрыт перед открытием другого. Именно в этот промежуток времени ток протекает через внутренний диод, и в нем возникают дополнительные потери. Но, поскольку этот период мал (50…100 нс), то в большинстве случаев, когда выходное напряжение значительно больше прямого падения напряжения на внутреннем диоде, данными потерями можно пренебречь.
Рис. 1. Схемы диодного и синхронного выпрямителей
Динамические потери MOSFET также вносят большой вклад в общую картину. Они зависят от частоты коммутации fSW и выходного тока преобразователя IOUT. Для включения транзистора емкость затвора необходимо зарядить до величины Qg, а напряжение на затворе должно достигнуть порога переключения. Для выключения MOSFET емкость «затвор-исток» должна быть разряжена, что означает рассеивание заряда Qg на сопротивлении затвора и внутреннем сопротивлении драйвера. При существующей технологии производства потери управления для транзисторов с малым сопротивлением канала – больше, чем для высокоомных, поскольку увеличение размера кристалла приводит к увеличению заряда затвора Qg.
Другая важная часть динамических потерь связана с наличием выходной емкости Coss и зарядом обратного восстановления Qrr. При выключении транзистора заряд Qrr должен быть рассеян, а выходная емкость Coss заряжена до величины напряжения вторичной обмотки трансформатора VT. В результате этого процесса возникает импульс обратного тока, который протекает через индуктивности коммутируемой цепи, вследствие чего в выходную емкость транзистора передается энергия, приводящая к появлению на стоке транзистора импульса перенапряжения. Этот импульс запускает колебательный процесс в контуре, образованном индуктивностями проводников печатной платы и выходной емкостью транзистора Coss, который демпфируется паразитными сопротивлениями данного контура. Таким образом, энергия выключения зависит от величины емкости Coss MOSFET и, соответственно, от заряда Qoss, накопленного при заряде Coss до напряжения вторичной обмотки трансформатора. Аналогично заряду затвора Qg, заряд выходной емкости Qoss увеличивается с уменьшением сопротивления RDS(on). Таким образом, всегда можно найти баланс между потерями проводимости и потерями на переключение для достижения максимальной эффективности преобразования в целом.
В первом приближении зарядом обратного восстановления Qrr для транзисторов серии OptiMOS™ можно пренебречь, поскольку его вклад в общие потери мощности незначителен. В нашем случае зарядом Qrr считается только заряд восстановления внутреннего диода MOSFET, в то время как величина заряда Qrr, которая указывается в документации, измеряется в соответствии со стандартами JEDEC, и поэтому содержит не только заряд восстановления внутреннего диода, но и некоторые составляющие выходного заряда транзистора. К тому же, при синхронном выпрямлении реальные значения заряда обратного восстановления диода Qrr – меньше значений, указанных в документации. В ней приводятся значения для максимально допустимого тока стока транзистора при условии, что диод находился в проводящем состоянии длительное время, более 500 мкс, и при ограниченной скорости изменения тока di/dt на уровне 100 А/мкс. В реальном устройстве токи транзистора обычно не превышают трети максимально допустимого тока стока, внутренний диод находится в проводящем состоянии 20…100 нс, а скорость изменения тока di/dt достигает 800 А/мкс.
Оптимизация выбора транзисторов синхронного выпрямителя
Оптимальный выбор транзисторов синхронного выпрямителя, направленный на максимальную эффективность, заключается в поиске сбалансированного соотношения потерь проводимости и переключения. При малом токе нагрузки потери проводимости играют второстепенную роль. В этом случае потери переключения, которые приблизительно постоянны во всем диапазоне нагрузок, являются доминирующими. При большом токе нагрузки потери проводимости максимальны и поэтому вносят наибольший вклад в общие потери мощности (рисунок 2).
Рис. 2. Зависимость потерь мощности от выходного тока
При выборе транзисторов особое внимание необходимо уделить выбору сопротивления в проводящем состоянии RDS(on). В качестве примера рассмотрим семейство транзисторов 60 В OptiMOS™, работающих при условиях, приведенных на рисунке 3. На нем видно, что отклонение сопротивления RDS(on) от точки оптимального выбора приводит к увеличению общих потерь пропорционально увеличению RDS(on). В тоже время в приведенном примере уменьшение сопротивления RDS(on) ниже 0,5 мОм приведет к существенному увеличению потерь, обусловленных увеличением выходной емкости. Более того, на рисунке 3 можно увидеть, что диапазон значений RDS(on), при которых значение потерь минимально, достаточно широк. В этом примере общие потери примерно одинаковы в диапазоне 0,75…2,8 мОм, следовательно, для данной ситуации лучше всего подходят транзисторы BSC016N06NS или BSC028N06NS. К тому же, поскольку потери остаются меньше 1 Вт в широком диапазоне (0,55…3,9 мОм), то возможен и выбор BSC039N06NS, хотя данный транзистор лучше использовать в приложениях или с меньшим током нагрузки, или с большей частотой преобразования.
Рис. 3. Зависимость потерь мощности от сопротивления RDS(on)
В любом случае необходимо помнить, что график на рисунке 3 был построен для конкретных условий, и ситуация может существенно поменяться при изменении частоты преобразования (рисунок 4в, г) или тока, протекающего через транзисторы (рисунок 4а, б).
Если взять в качестве примера рисунок 4а, где ток транзистора уменьшен до 5 А, а частота преобразования осталась 175 кГц, потери переключения теперь составляют значительную часть общих потерь и оптимальным является использование транзистора BSC039N06NS. В другом случае частота преобразования уменьшена до 100 кГц при сохранении тока транзистора на уровне 15 А (рисунок 4в). В этом случае оптимальным решением является выбор транзистора BSC016N06NS, при использовании которого обеспечивается минимальный уровень потерь.
Рис. 4. Зависимость потерь мощности от сопротивления RDS(on) при различных значениях частоты преобразования fsw и тока транзистора IMosfet
Еще одной важной проблемой оптимизации синхронных выпрямителей является правильный выбор корпуса транзистора. Действительно, повысить эффективность выпрямителя можно простым путем замены корпуса ТО-220 на SuperSO8. Причиной этого является уменьшение доли сопротивления корпуса в величине RDS(on). Уменьшение сопротивления RDS(on) при сохранении выходной емкости на том же уровне приводит к уменьшению произведения FOMQoss = RDS(on) х Qoss, которое является показателем эффективности технологии MOSFET. Уменьшение FOMQoss приведет к уменьшению потерь переключения и, таким образом, увеличит КПД выпрямителя.
При каком токе необходимо оптимизировать транзисторы?
Чтобы получить высокое значение КПД синхронного выпрямителя во всем диапазоне токов нагрузки необходимо правильно выбрать ток MOSFET, воспользовавшись четырехквадрантными оптимизирующими зависимостями. Оптимизация, выполненная для максимальной нагрузки, даст высокое значение КПД при больших выходных токах. Однако в этом случае при небольшой нагрузке выпрямителя значение КПД резко уменьшится, а количество параллельно соединенных транзисторов окажется недопустимо большим. Поэтому необходимо выбрать такое значение тока транзистора, при котором КПД будет иметь относительно постоянное значение во всем диапазоне токов.
Для иллюстрации этой проблемы на рисунке 5 показаны зависимости КПД синхронного выпрямителя с выходным напряжением Vout = 12 В, напряжением вторичной обмотки трансформатора 24 В, напряжением затвора 10 В и частотой преобразования 200 кГц, рассчитанные для различных вариантов оптимизации. Если обратиться к оптимизирующим зависимостям (о методике их использования будет рассказано далее) для 40 В OptiMos BSC010N04LS (рисунок 8), то при оговоренном выше режиме работы (VT = 24 В, f = 200 кГц) и токе 20 А оптимальным будет применение одного транзистора. В этом случае, в соответствии с рисунком 5, максимум КПД будет располагаться в области небольших токов нагрузки. В случае оптимизации при токе транзистора 40 А оптимальным будет применение двух транзисторов. В этом случае максимум КПД сместится в область больших токов нагрузки. Обычно сбалансированное значение КПД достигается, если оптимизация выполняется при 20…30% от максимальной мощности выпрямителя. Если выпрямитель большую часть времени функционирует при небольших нагрузках – имеет смысл уменьшить ток, при котором выполняется оптимизация, до величины 10…20% от максимального выходного тока. Если же нагрузка такова, что большую часть времени выпрямитель работает при уровне мощности более половины от максимального, оптимизацию необходимо выполнять для тока значением до 60% от максимального выходного тока. Оптимизации для 100% нагрузки следует избегать, поскольку в этом случае с уменьшением нагрузки КПД выпрямителя существенно уменьшается, а количество параллельно соединенных транзисторов значительно возрастает.
Рис. 5. Зависимость КПД от тока нагрузки при различных значениях тока оптимизации
Выбор полевых транзисторов по четырехквадрантным оптимизирующим зависимостям для синхронного выпрямления
Для выбора транзисторов предлагаются оптимизирующие зависимости, которые позволяют легко отыскать наиболее подходящий полевой транзистор для синхронного выпрямителя с использованием всего трех параметров: напряжения вторичной обмотки трансформатора, частоты преобразования и среднего значения тока транзистора. Пример выбора транзистора показан на рисунке 6.
Рис. 6. Выбор транзистора по оптимизирующим зависимостям
На первом этапе необходимо выбрать один из транзисторов, присутствующих на графиках. Из точки на оси Х, которая соответствует напряжению вторичной обмотки трансформатора, проводят вертикальную линию вниз до пересечения с линией, соответствующей выбранному транзистору. Из этой точки проводят горизонтальную линию влево до точки пересечения с линией, соответствующей частоте преобразования. После этого проводят вертикальную линию вверх до пересечения с линией, соответствующей выбранному току транзистора. Далее из этой точки проводят горизонтальную линию вправо до пересечения с вертикальной линией, соответствующей выбранному транзистору, по которой можно определить оптимальное число параллельно соединенных транзисторов.
Хорошим соотношением будет уровень тока в 20…30% от полной нагрузки. Оптимальным значением RDS(on) для данного случая будет точка пересечения с положительной частью оси Y. Данную процедуру можно выполнить для разных моделей транзисторов. Наименьшие потери, а следовательно, и максимальное значение КПД выпрямителя будут при использовании тех транзисторов, для которых эквивалентное сопротивление RDS(on) будет наименьшим.
Данная методика рассчитана на работу транзисторов выпрямителя в режиме оптимального переключения. В любом другом случае, например, в случае динамического включения или лавинного пробоя, приведенные зависимости будут неточными. Наилучшие результаты были получены для топологий с жесткой коммутацией. Использование данной методики для резонансных схем с режимами мягкой коммутации приведет к большим расхождениям, поскольку в данном случае динамические потери будут ниже нуля. В этом случае оптимальное значение сопротивления RDS(on) будет меньше расчетного. Обратите внимание на то, что даже при работе первичной стороны в квазирезонансном режиме, например, при использовании мостового инвертора Phase Shift ZVS, синхронный выпрямитель может работать в режиме жесткого переключения и может быть оптимизирован с использованием приведенных зависимостей.
Все оптимизирующие зависимости, приведенные в данной статье (рисунки 7…14), были построены для идеализированных полевых транзисторов. На практике результаты расчетов по идеализированным зависимостям могут отличаться от реального значения потерь. Поэтому полученные результаты необходимо рассматривать не более чем как индикатор наилучшего возможного случая или предупреждение о выборе недостаточного или избыточного количества транзисторов. Если оптимальное количество параллельно соединенных транзисторов, полученное по графикам, находится между двумя значениями, следует помнить, что выбор меньшего количества транзисторов увеличит КПД выпрямителя при меньших токах нагрузки, а большего – при больших. Кроме того, необходимо учитывать наличие снабберных цепей, включенных параллельно транзисторам, которые также могут влиять на выбор транзисторов.
Оптимизация во всем диапазоне токов нагрузки не может быть выполнена с помощью расчета при одном значении выходного тока. Для этого необходимо выполнить несколько тестовых расчетов при различных токах нагрузки, и, анализируя полученные результаты, осуществить выбор модели и количества транзисторов в соответствии с требованиями, предъявляемыми к выпрямителю.
Советы по силовой схемотехнике: синхронный выпрямитель, управляемый самовозбуждающимся контуром
Как еще больше увеличить ток синхронного выпрямителя при сохранении высокого КПД? Texas Instruments в разработанной типовой схеме на базе понижающего регулятора LM5160 предлагает управлять затвором транзистора синхронного выпрямителя с помощью самовозбуждающейся обмотки.
Источники питания с гальванической развязкой часто применяются в промышленности и в сфере развлечений. При создании таких источников необходимо использовать оптопары для получения сигналов обратной связи, что дополнительно усложняет схему. Микросхемы LM5017/8/9 и LM5160 – обратноходовые синхронные понижающие регуляторы, которые способны работать без оптопар. Это позволяет значительно упростить схему, снизить стоимость комплектующих и уменьшить габариты печатной платы (ПП).
Традиционные обратноходовые преобразователи используют обратный диод для выпрямления выходного напряжения. Однако в такой схеме нагрузочная характеристика существенно зависит от величины тока. Это является следствием малого КПД и посредственных тепловых характеристик такого решения. Существует один способ увеличения выходного тока при сохранении высокого КПД, он заключается в использовании синхронных преобразователей. Компания Texas Instruments (TI) разработала схему гальванически развязанного синхронного инвертирующего обратноходового преобразователя 15 Вт на базе микросхемы LM5160. Эта базовая схема имеет выходное напряжение 5 В и ток до 3 А. В ней для управления затвором транзистора синхронного выпрямителя используется обмотка самовозбуждения. На рисунке 1 видно, что первичная обмотка подключена по схеме инвертирующего повышающе-понижающего преобразователя. Почему это сделано именно так, будет пояснено ниже.
Рис. 1. Принципиальная схема саморегулирующегося выпрямителя
Нагрузочная характеристика имеет сильную зависимость от продолжительности интервала 1-D, в течение которого энергия передается в нагрузку, особенно если его длительность оказывается меньше половины периода. При уменьшении интервала 1-D пиковое значение тока в первичной обмотке также увеличивается при заданных параметрах нагрузки. Повышение пиковых значений тока приводит к сильной зависимости нагрузочной характеристики вслед за ростом падения напряжения на основной индуктивности и индуктивности рассеяния. По этой причине при проектировании обратноходовых преобразователей рекомендуют выбирать интервал 1-D больший, чем 50%. Чтобы обеспечить на нагрузке выходной ток до 3 А, пиковый выходной ток LM5160 с учетом коэффициента трансформации может принимать значения от 2,125 А (типовое значение – 2,5 А). В схеме, изображенной на рисунке 1, используется понижающий трансформатор Versa-Pac с коэффициентом трансформации 3:1. Формулы 1 и 2 помогают определить значения тока в первичной обмотке при Vinmin:
(1)
(2)
(3)
Для того чтобы держать полевой транзистор в открытом состоянии в течение интервала передачи энергии в нагрузку, на основном трансформаторе сформирована 9-витковая обмотка с коэффициентом трансформации 2:1. Формулы 4…7 и рисунок 2 помогают определить значение напряжения на затворе транзистора в интервалах накопления и передачи энергии при входном напряжении Vinmax:
(4)
 |  |
(6)
 |  |
Рис. 2. Осциллограммы Vgs при максимальном Vin
Индуктивность рассеивания трансформатора, его активное сопротивление и прямое падение напряжения на выпрямителе оказывают значительное влияние на нагрузочную характеристику обратноходового преобразователя. На рисунке 3 показано, что для данной схемы, благодаря синхронному выпрямлению, реально достичь коэффициента регулирования ±5% во всем диапазоне входных напряжений и выходных токов.
Рис. 3. Нагрузочная характеристика во всем диапазоне входных напряжений
Если для выпрямления используется обычный диод, то при отсутствии нагрузки на вторичной обмотке могут возникать выбросы напряжений. При использовании данного синхронного выпрямителя необходимость в дополнительном нагрузочном резисторе и в защитных стабилитронах отпадает.
Вы можете дополнительно улучшить нагрузочную характеристику и КПД, если будете применять трансформатор с меньшим активным сопротивлением и меньшей индуктивностью рассеяния, чем у используемого в данной схеме трансформатора Versa-Pac. Кроме того, оптимально рассчитанная обмотка управления затвором поможет избавиться от выбросов напряжения и избежать превышения допустимых значений напряжений «затвор-сток» для синхронного МДП-транзистора.
Мощные драйверы TPL7407L – достойная замена ULN2003A
TPL7407L – новые семиканальные микросхемы драйверов для управления мощными потребителями, в том числе и индуктивной нагрузкой. TPL7407L по большинству основных параметров превосходят широко известные ULN2003A — семиканальные мощные драйверы, построенные на составных биполярных транзисторах (схема Дарлингтона), зарекомендовавшие себя с самой лучшей стороны в промышленных и автомобильных приложениях. ULN2003A имеют высокие выходные токи до 500 мА (на канал), широкий рабочий диапазон напряжений (до 50 В), надежны и просты в использовании.
Однако схема Дарлингтона имеет и недостатки: высокое напряжение насыщения, значительные входные токи управления, работу только с логическими сигналами 3,3 В и выше. Новые мощные драйверы TPL7407L построены по N-МОП-технологии и свободны от этих недостатков.
Выходное напряжение насыщения у TPL7407L оказывается в четыре раза меньше, чем у ULN2003A. При равном выходном токе 100 мА максимальное выходное напряжение насыщения составляет для ULN2003A 1,1 В, а для TPL7407L — 0,32 В.
Еще больший разрыв наблюдается при сравнении значений входных токов. Если для TPL7407L входной ток управления не превышает 10 мкА, то для ULN2003A он достигает 1,25 мА.
Микросхема ULN2003A способна работать в полную силу только с логикой 3,3 В и выше, так как для нее максимальный выходной ток 500 мА достижим при входном напряжении 3,3 В (типовое значение). TPL7407L способна обеспечивать выходные токи до 500 мА даже при входных сигналах напряжения 1,5 В. Это позволяет ей работать с логическими сигналами 1,8 В. TPL7407L рассеивает гораздо меньшую мощность, способна работать с низковольтной логикой и позволяет достигать значительного увеличения эффективности системы в целом.
Микросхемы TPL7407L выпускаются в стандартном корпусе SOIC-16 (TPL7407LD) и в корпусе TSSOP-16 (TPL7407LPW).
Power Electronics
Продолжение темы Делаем сварочник, окончание которой расположено на старом форуме
как видно, точка пересечения находится на частоте 116КГц, правда, расчёт производился немного для другой схемы и для других ключей, но идея впринципе должна быть такая же?
valvolodin
. фактически потери при пререключении и потери в открытом канале как бы «перетягивают» друг друга в частотной области. То есть, можно условно расчитать «золотую середину» где они бы пересекались.
Всё хорошо, но почему-то на этом графике потери проводимости падают с ростом частоты. На самом деле потери проводимости стабильны или даже возрастают с ростом частоты.
Multik
Да, так вот - дело в том, что для транзисторов, работающих в режиме hard switch выделяют 2 вида потерь: при переключении и потери в открытом канале. Я рассматриваю полный мост. расчёт производился немного для другой схемы и для других ключей, но идея впринципе должна быть такая же?
Нет, идея не такая. Валентин уже объяснил.
Но меня интересует другое. Где Вы собираетесь применять результаты исследования транзисторов, работающих в режиме hard switch?
В реальной схеме этот switch не такой уж и hard.
Если используются IGBT транзисторы, то включение будет мягким из-за наличия в трансформаторе индуктивности рассеивания. Если МОП, то выключение не будет жёстким из-за высокой выходной ёмкости, и определяется током через транзистор в момент выключения. То есть, нужно знать параметры конкретной схемы и рассчитывать для конкретного случая. Сегодня проще сделать Soft, и не париться с расчётами.
Помнится, у нас все депо были забиты паровозами, но всё равно пришлось их выбросить. КПД сделал своё дело.
Mister
Multik, так я ж и не против, что soft, просто я его так назвал.
На счёт потрерь проводимости - тут по идее если транзистор чаще переключается, то время нахождения его в насыщении за единицу времени будет уменьшаться, то есть, согласно закону Ватта, эта доля мощности тоже будет уменьшаться. Другое дело, как я уже написал, что расчёт проводился не именно для этого случая, там, даже, по-моему не учитывалось нагревание транзистора
Ceйчас буду даташит изучать, в котором полностью алгоритм приведён, там оказывается ещё какой то вид потерь присутствует .
GYGY
Mister
по вашей схеме моста.
1.Зачем такие навороты с раскачкой ?
2. посмотрите включение сигнального транса - все 4 ключа откроются одновременно и бабахнет.
3. мост в выходном выпрямителе - это лишние 200-300Вт тепла(применительно к сварочным мощностям)
А какие экперименты с частотой вы планируете провести (заполнение импульсов ЛЧМ)?
Mister
1. Потому, что боюсь, что можно драйверы спалить .
2. Как же это все 4 мосфета могут открыться одновременно, если у TL494 на вход OTC подаётся плюс и оба эммитера приподняты от земли резисторами, а входы драйверов соединены крест-накрест, посмотрите повнимательнее ещё раз схема впринципе классическая!
3. Согласен, тем более, что с ростом частоты эта цифра может достигнуть больших значений
4. И почему никто не написал, что в схеме неточность: токовй ТР3 должен стоять перед основным трансформатором
Эксперименты такие: расчитываю и делаю пару-тройку трансформаторов и дросселей под разные частоты вплоть до 100КГц, сравниваю потери на ключах, трансформаторе, дросселе и выпрямителе (на счёт последних 100% будет хуже), короче - чистый эксперимент.
На счёт управления затворами, есть вообще такая идея: подключить управляющий трансфторматор прямо к выходам драйвера, что то типа этого:
где полевики - это уже мощные выходные транзисторы (или вместо них IGBT), которые подключаются к выпрямленному сетевому напряжению, то есть - надо опять 2 драйвера и 4 ключа, чтоб получить полный мост, как вам такая идея?
GYGY
Mister
к сожалению картинка с сайта Мужественных пензюков пропала. Поэтому - по памяти, я имел ввиду что в схеме затворы всех мощных ключей подключены к началам вторичных обмоток(несмотря на перекрещивания при рисовании), и следовательно открываиться и закрываться они будут синхронно.
Mister
А, да я понял что имелось ввиду, у драйверов на входах синфазные сигналы, потому, что их входы включены крест-накрест, а в выходном каскаде (на igbt) управляющий сигнал один, ну, достаточно поменять 2 нижние обмотки задом наперёд .
А может ну его к такой-то матери, подключить затворы IGBT прямо к выводам драйверов
Кстати, тут проблема посерьёзнее - я попытался найти ETD59, но так ничего и не нашёл, придётся обнести местные помойки в поисках телевизоров.
GYGY
если у вас чистый эксперимент, то почему обязательно ETD59?
А другие варианты Ш(Е),кольцо(Например Большаков двойную колбасу замутил, на скромных колечках киловат на 10)
Mister
Вообще, у меня есть какое то кольцо: внешний диаметр 10см, ширина 2,5см, высота 3,5см (или наоборот - не помню), но я не знаю что это за феррит(маркировки на нём отсутствовала), но думаю, что у него проницаемость слишком маленькая, конечно, можно несколько витков намотать и померять индуктивность и пересчитать потом проницаемость.
У меня другой вопрос: подскажите, пожалуйста, ультрабыстрый диод для topswitch на 5-10А, и напругой до 50В в корпусе ТО220-J11
чтоб 1-я и 2-я ноги были КАТОДОМ, если, конечно, такие в природе существуют, потому, что согласно каталогу DACPOL на силовые компоненты, ультрабыстрые диоды в корпусе ТО220-J11 есть, но у них эти выводы - анодные.
Последний раз редактировалось valvol 13-07, 20:27, всего редактировалось 7 раз(а).
из очень быстрых, например MUR820
GYGY, спасибо за MUR820, на оффициальный сайт international rectifier я действительно стесняюсь заходить, потому, что у меня есть их диск за 2005-й год, но он время от времени пропадает из поля зрения, но вчера я его всё таки нашел.
Последний раз редактировалось Mister 15-09, 01:34, всего редактировалось 1 раз.
Кольцо я тоже сегодня нашёл, оно представляет собой двое склееных колец, каждое из которых имеет размеры 100х60х15мм. Маркировки на них нет, посмотрел по справочникам: действительно были такие кольца, выпускались м2000нм и м1000нм, то есть проницаемость надо будет измерять.
_________________
Внимание! В документации EPCOS на сердечник ETD29 допущена ошибка: на стр.2 в таблице "Gapped" для материала №87 при зазоре 0,2мм коэффициент индуктивности не 383 а 483!
MisterЗачем тебе проницаемость, это ж не дросель будет.
Потом померяешь индуктивность первички (если есть чем) для оценки намагничивания.
Просто не выбирай для отечественных ферритов dB>0.18, или если хочется съэконмить 1-2 витка воспользуйя методой практического определения индукции.
В разделе
Статьи есть рекомендации по экспериментальному определению Bm ферритов для требуемой рабочей температуры.
Спасибо! И у меня ещё вопрос - как можно оценить мощность (энергию), необходимую для открывания и закрывания IGBT?
+1
Поставил MUR820, в качестве нагрузки поставил 4 кулера 80мм, включил минут на несколько: он почти не нагрелся.
В справочных данных приводится параметр Qg (total gate charge) - заряд, который необходимо передать в затвор, чтобы зарядить его до требуемого напряжения. Умножаем требуемый заряд на частоту коммутации и получаем средний ток в цепи затвора. Умножаем ток на напряжение питания драйвера и получаем потребляемую мощность (без учёта собственного потребления драйвера).
Варил своим RytmArc от valvol раму под кондиционер. Осень, на дачах потребителей мало. Интересное получилось сочетание повышенного напряжения со слабой сетью. При включении сразу блокировка. Нагрузил сеть маслянным радиатором - включается нормально, но на поджиге блокируется (вероятно по мин.). Долго нагрузку подбирал Тестера не было - по наитию.
Верх знаю точно - 242В, низ получился автоматически, но менее 187В - примерно 175. 180В. А вообще слеповато как то. Я хоть индикатор включения поставил, а в оригинале только блокировка сетью. Неплохо иметь более полную картину о причинах блокировки: сеть больше/меньше, температура. Неплохо и кулер оптопарой контролировать с блокировкой. Есть чем заняться. А вообще с ним чувствуешь себя спокойно - все под контролем. Жгу уже не один и без оглядки, кулер еще ни разу не включился на полную (частичная подкрутка всегда). Спасибо. Выглядит фирменно. Последний вес после покраски кожуха и установки ручки для переноса от прибора 7,75кг. Об обязательстве помню, подморозит - ВАХ сниму.
Неплохо иметь более полную картину о причинах блокировки: сеть больше/меньше, температура. Неплохо и кулер оптопарой контролировать с блокировкой.
Неплохо иметь более полную картину о причинах блокировки: сеть больше/меньше, температура. Неплохо и кулер оптопарой контролировать с блокировкой. Есть чем заняться. А вообще с ним чувствуешь себя спокойно - все под контролем.
Что-то куда ни зайдёшь, везде народ уже думает не о том, чтобы хоть какой сварник слепить, а всё больше о его качестве. Микроконтроллеры вставляют. Вот ещё один созрел, кажется.
Растём, однако!
Ссылка по специализированному режиму ECCP, поддержки мостовых и полумостовых преобразователей, реализованному в PIC микроконтроллерах.
Часовой пояс: UTC + 4 часа
Кто сейчас на конференции
Читайте также: